Back                                                       Cuprins                                                 Forward

 

Capitolul 3. TRANZISTOARE BIPOLARE

 

 

 

            Tranzistoarele cu joncţiuni reprezintă clasa cea mai larg folosită de ventile electronice de comandă sau modulatoare de putere. Tranzistorul bipolar conţine două joncţiuni "p-n", dispozitivul, ce se prezintă ca un "sandwich" alcătuit dintr-un singur strat de tip "n" cuprins între două straturi de tip "p", fiind desemnat în general ca tranzistor p-n-p. Cu o dopare complementară se obţin tranzistoare n-p-n.

            Regiunea semiconductorului care este comună celor două joncţiuni este numită bază. Cele două regiuni vecine acesteia se numesc emitor şi colector. Deşi aceste două regiuni au acelaşi tip de conductibilitate, ele au în mod uzual proprietăţi fizice şi electrice diferite, având destul de diferită şi mărimea lor. Joncţiunea cuprinsă între emitor şi bază este numită joncţiunea emitorului, cealaltă fiind numită joncţiunea colectorului.

            Funcţionarea tranzistorului bipolar ca ventil de comandă poate fi înţeleasă pe baza curgerii purtătorilor minoritari prin regiunea subţire a bazei. Când joncţiunea emitorului este polarizată direct, golurile sunt injectate din emitor, unde acestea sunt purtători majoritari, în regiunea bazei, unde sunt purtători minoritari, exact ca la o diodă polarizată direct. Cei mai mulţi dintre aceşti purtători injectaţi difuzează prin bază şi ajung la regiunea de sarcină spaţială a colectorului. Numărul purtătorilor care dispar în bază prin recombinare cu electronii majoritari este mic. Golurile sunt antrenate în colector de câmpul electric existent în regiunea de sarcină spaţială a colectorului. Întrucât, în funcţionare normală, joncţiunea colectorului este polarizată invers, aici nu apare difuzie, şi curentul de colector este determinat de golurile "colectate". Dispozitivul poate fi folosit ca ventil controlat deoarece curentul de colector este comandat direct de tensiunea bază-emitor, care asigură polarizarea directă a joncţiunii emitorului. Tensiunea bază-emitor şi curentul de bază fiind foarte mici, se poate obţine amplificare de putere.

            Dispozitivul este numit tranzistor bipolar întrucât în funcţionarea sa intervin ambele tipuri de purtători de sarcină: minoritari şi majoritari.

            Structura, polarizarea normală a electrozilor, sensurile curenţilor şi simbolurile grafice pentru tranzistoarele de tip pnp şi npn sunt cele reprezentate în figura 3-1 .a, respectiv 3-1 .b.

            Concentraţiile impurităţilor diferă foarte mult în cele trei regiuni. Astfel emitorul este puternic dopat cu impurităţi (goluri la tranzistorul p-n-p şi cu electroni la tranzistorul n-p-n); în bază concentraţia are o valoare mică, iar în colector foarte mică.

            Frecvent referirile se fac la tranzistorul p-n-p. Rezultatele pot fi extinse şi asupra tranzistorului n-p-n, dacă se modifică în mod corespunzător sensurile tensiunilor de polarizare şi ale curenţilor, şi dacă se ţine cont că la tranzistoarele p-n-p curenţii se datorează golurilor, iar curenţii într-un tranzistor n-p-n sunt curenţi de electroni.

 

Fig. 3-1

 

3.1. PRINCIPIUL DE FUNCŢIONARE

 

 

            Pentru aceasta se foloseşte schema de conectare a unui tranzistor p-n-p, din care se vede că tranzistorul reprezintă două diode semiconductoare, care au o regiune comună-baza, însă joncţiunii emitorului i se aplică tensiunea E_E în sens direct (polarizarea directă), iar joncţiunii colectorului i se aplică tensiunea E_C de sens invers (polarizarea inversă). De regulă

 

|E_C|>>|E_E|                                                (3.1)

 

            După închiderea întrerupătoarelor K₁, K₂ şi K₃, joncţiunea emitorului este polarizată în sens direct şi prin ea trece curentul direct al emitorului I_pE, cauzat de deplasarea unui mare număr de goluri din emitor (de tip p) în bază (de tip n). Deoarece concentraţia electronilor din bază este mult mai mică decât cea a golurilor din emitor, numărul golurilor care sosesc din emitor în bază depăşeşte de multe ori numărul electronilor care se deplasează în sens invers şi care determină un curent de electroni l_nBE foarte mic în raport cu l_pE. Curentul emitorului este:

 

l_E = l_pE + l_nBE                                            (3.2)

 

            Golurile, ajungând în bază, încep să se recombine cu etectronii, determinând un mic curent de recombinare I_R. Însă recombinarea nu poate fi un proces instantaneu şi de aceea aproape toate golurile reuşesc să treacă prin regiunea foarte îngustă a bazei (sub 0,1 mm) şi să ajungă la colector, unde intră sub acţiunea câmpului electric produs de sursa E_C. Pentru goluri acest câmp este accelerator şi de aceea ele sunt atrase din bază în colector, formând un curent emitor - colector l_pC al cărui traseu este: + E_c, K₃, K₁, emitor, bază, colector, - E_C.

            Între aceşti curenţi este evidentă relaţia:

 

I_pE = l_R - I_pC                                               (3.3)

 

            Dacă polarizarea joncţiunii emitorului este nulă (K₁ deschis) sau inversă, tranzistorul este practic blocat (nu conduce). În realitate, dacă se deschide K₁ şi se închid K₂ şi K₃, prin joncţiunea colectorului trece un curent invers I_CB0 foarte mic, cauzat de deplasarea purtătorilor minoritari (de golurile bazei şi de electronii colectorului), al cărui traseu este: + E_c, K₃, K₂, bază, colector, -E_C.

            La tranzistoare se defineşte factorul de amplificare în curent emitor - colector:

 

a_F = I_pC / I_E                                                  (3.4)

 

care arată ce fracţiune din curentul de emitor soseşte în colector. Acest factor poate fi definit ca produsul între eficienţa emitorului g_E şi factorul de transfer b_t. factori care sunt definiţi prin relaţiile:

 

g_E = I_pE / I_E = I_pE / (I_pE + I_nBE)                             (3.5)

 

b_E = I_pC / I_pE = I_pC / (I_pC + I_R)                             (3.6)

 

            Adeseori. în cataloage factorul de amplificare a_F se înlocuieşte cu b_F - factor de amplificare în curent bază - colector.

 

b_F = a_F / (1 - a_F)                                            (3.7)

 

            Pentru tranzistoare uzuale a_F = 0,95 - 0,995 şi deci b_F = 20 -:- 200

Mai rezultă încă relaţiile:

 

I_C = l_pC - I_CB0                                                     (3.8)

 

I_B = l_E - I_C                                                                             (3.9)

    

rezultă:

 

I_B = l_E - a_FI_E – I_CB0                                                         (3.10)

 

I_B = (1 - aF) I_E – I_CB0                                                    (3.11)

 

            Dacă se ţine seama de relaţia existentă între b_F şi a_F (3.7) şi considerăm a_F @ 1, iar I_CB0<< I_C , în practică se foloseşte relaţia aproximativă:

 

I_C @ I_E @ b_FI_B                                                     (3.12)

 

 

Fig. 3-2

 

 

 

 

3.2. DEDUCEREA EXPRESIILOR PENTRU EFICIENŢA EMITORULUI (g_E), FACTORUL DE TRANSPORT (b_t) Şl A FACTORULUI DE AMPLIFICARE ÎN CURENT EMITOR-COLECTOR(a_F).

 

 

            În continuare se vor deduce expresiile eficienţei emitorului g_E, factorului de transport b_t şi a factorului de amplificare în curent emitor - colector a_F. Pentru aceasta vom considera figura 3-3 în care este prezentată concentraţia purtătorilor minoritari. Originea pentru axa x, după care se desfăşoară procesele în tranzistor, se alege în planul de separaţie dintre regiunile de trecere a joncţiunii emitorului şi regiunea neutră a bazei. Cu W s-a notat lungimea regiunii neutre a bazei.

 

 

 

Fig. 3-3

 

            În calculele care urmează se va presupune că regiunea p a emitorului este foarte groasă în comparaţie cu lungimea de difuzie a electronilor minoritari în emitor L_nE, se vor neglija fenomenele de generare-recombinare în regiunea de trecere a joncţiunii emitorului şi în regiunea de trecere a joncţiunii colectorului, se vor presupune nivele mici de injecţie.

            Vom determina în continuare concentraţia de goluri minoritare în planul de separaţie a joncţiunii emitorului p(0) şi concentraţia de goluri minoritare în planul de separaţie a joncţiunii colectorului p(W).

            Concentraţia de goluri minoritare în planul de separaţie a joncţiunii emitorului se fixează la tensiunea de polarizare directă V_EB. Apelând la expresia (2.14) obţinem:

 

                   (3.13)

 

     (3.14)

                         (3.15)

 

            Concentraţia de goluri minoritare în planul de separaţie a joncţiunii colectorului se fixează la tensiunea de polarizare inversă V_CB. Apelând la aceeaşi expresie (2.14) şi raţionând la fel ca mai sus vom obţine:

 ;   V_CB < 0                     (3.16)

 

            Densitatea curentului de difuzie a golurilor minoritare este (3.17) unde D_PB este constanta de difuzie pentru goluri în bază

 

                              (3.17)

 

            Conform figurii 3-3 se poate scrie că variaţia concentraţiei de goluri minoritare în regiunea neutră a bazei este:

 

                       (3.18)

 

şi

 

                        (3.19)

 

rezultă:

 

;   V_CB < 0   (3.20)

 

 

deci, curentul de goluri devine aproximativ:

 

                 (3.21)

 

            Concentraţia de electroni minoritari în planul de separaţie a joncţiunii emitorului se determină ţinând cont de relaţia (2.17) şi de faptul că joncţiunea este polarizată direct cu tensiunea V_EB.

 

                 (3.22)

 

 

                   (3.23)

 

                            (3.24)

 

            Concentraţia de electroni minoritari în planul de separaţie al joncţiunii colectorului  se determină ţinând cont de polarizarea inversă a joncţiunii cu tensiunea V_CB şi de expresia (2.17).

 

  ;  V_CB < 0                 (3.25)

 

            Prin joncţiunea emitorului circulă şi componenta I_nBE determinată d injecţia de electroni din bază în emitor. Similar raţionamentului de la determinarea caracteristicii statice a joncţiunii p-n, ţinând cont de notaţiile din figura 3-3 pentru această componentă vom obţine expresia:

 

               (3.26)

 

               (3.27)

 

 

 unde D_nE = constanta de difuzie pentru electroni în emitor

            L_nE = lungimea de difuzie a electronilor în emitor

            Curentul de emitor I_E devine astfel:

 

                 (3.28)

 

              (3.29)

 

Se poate calcula eficienţa emitorului:

 

g_E = I_pE / I_E = I_p(0) / I_E    =>

 

 

 

            (3.30)

 

        (3.31)

 

            În continuare se va calcula factorul de transport b_t. Prin definiţie acesta este:

 

    sau                                 (3.32)

 

            Ştim că I_pE = I_pC + I_r sau în cazul nostru

 

I_p(0) = I_p(W) + I_r                                      (3.33)

 

            I_r = curentul de recombinare, susţinut de electronii injectaţi în bază în întâmpinarea golurilor cu care se recombină.

            Vom porni, pentru a calcula curentul I_r, de la ecuaţia de continuitate a golurilor pe care o vom integra în zona W:

 

                            (3.34)

 

 

            În regim staţionar up/ut = 0 deci, va rezulta ecuaţia:

 

                          (3.35)

 

sau

 

                                 (3.36)

 

                        (3.37)

 

rezultă că:

 

                     (3.38)

 

            Înlocuim în (3.38) p_n(x) cu expresia dată de (3.18) şi va rezulta:

 

                     (3.39)

 

            Curentul de recombinare va fi:

 

           (3.40)

 

            Folosindu-ne de (3.15) şi (3.16) va rezulta:

 

   (3.41)

 

            Deci curentul de recombinare I_r va fi:

 

; V_EB>0; V_CB<0   (3.42)

 

sau:

 

                          (3.43)

 

 

            Putem calcula acum factorul de transport b_f:

 

b_t = I_p(W) / I_p(0) = I_p(0) - I_r / I_p(0)                            (3.44)

 

 (3.45)

 

                                       (3.46)

 

unde L_pb = lungimea de difuzie a golurilor în bază

            Factorul de amplificare în curent emitor - colector a_F este:

 

         (3.47)

 

Deci:

 

         (3.48)

 

 

 

3.3. CIRCUITE ECHIVALENTE PENTRU ANALIZA TB ÎN CURENT CONTINUU

 

 

 

            Studiem situaţiile în care variabilele la borne sunt fie constante fie foarte lent variabile în timp, adică studiem situaţiile statice sau la viteze mici. Presupunem că distribuţiile tensiunilor şi sarcinii variază suficient de lent încât să se poată neglija componentele curenţilor datorate variaţiei stocărilor de sarcină în exces. Aceste condiţii "la viteze mici" sunt adesea satisfăcute şi pentru variaţii rapide, întrucât în multe tranzistoare moderne componentele determinate de variaţia de sarcină pot fi neglijate pentru timpi de variaţie ajungând până la zecimi de microsecundă.

            Ne ocupăm de funcţionarea în regiunea activă, cu joncţiunea colectorului polarizată invers şi joncţiunea emitorului polarizată direct (cu tensiuni întrecând cel puţin de câteva ori kT/q). În aceste condiţii, distribuţia de purtători de sarcină în exces în regiunea bazei este aproximativ liniară.

            Deoarece concentraţia în exces la marginea emitorului depinde exponenţial de tensiunea emitor-bază V_EB în conformitate cu relaţia lui Boltzmann, înseamnă că pentru curentul de colector putem scrie:

 

                                    (3.49)

 

unde

 

                                      (3.50)

 

            A_j - aria secţiunii transversale a bazei

            D_pB - coeficient de difuzie al purtătorilor minoritari în bază

            P_n0B - concentraţia de purtători minoritari în bază la echilibru

            W - grosimea regiunii neutre a bazei.

            Această relaţie curent-tensiune are aceeaşi formă cu ecuaţia pentru diodă.

            Deşi recombinarea în bază şi injecţia în emitorul puternic dopat produc curenţi neglijabili în raport cu cel de colector, de aceştia trebuie să se tină seama pentru calculul curentului de bază. Acesta va avea o componentă determinată de recombinare în bază şi una care alimentează injecţia de purtători majoritari ai bazei în regiunea emitorului.

            Curentul total de bază are exact aceeaşi dependenţă de tensiunea emitor - bază ca şi curentul de colector, şi ca şi acesta, nu depinde de tensiunea colector-bază. Este deci convenabil să se exprime curentul de bază ca o fracţiune a curentului de colector:

 

                         (3.51)

 

            Coeficientul d este numit "pierdere în bază" sau "defect în bază" deoarece recombinarea în bază şi injecţia în emitor pot fi interpretate ca defecte ale dispozitivului.

            Curentul de emitor poate fi exprimat pe baza curenţilor de colector şi bază, folosind teorema I - a lui Kirchhoff:

 

I_E + I_B + I_C = 0                                        (3.52)

 

sau

 

I_E = I_B + I_C = (1 + d) × I₁ [exp (qV_EB / kT) - 1]                       (3.53)

 

            Curenţii de la terminalele tranzistorului depind de V_EB în acelaşi mod. Întrucât rapoartele curenţilor sunt independente de V_EB şi I₁, aceste rapoarte sunt parametri utili ai tranzistoarelor.

            Raportul dintre modulul curentului de colector şi modulul curentului de emitor este numit câştig de curent în scurtcircuit, cu baza comună şi este notat cu a_F. El este:

 

                                        (3.54)

 

            Evident, a_F este foarte puţin mai mic decât 1, întrucât d este foarte mic.          Raportul între modulele curentului de colector şi curentului de bază este numit câştig de curent în scurtcircuit, cu emitorul comun, şi este notat cu b_F

 

                                          (3.55)

 

            Acest câştig de curent este mare pentru că d este foarte mic. El are în mod uzual valori cuprinse în gama 10 -:- 10³.

Relaţia directă între aceşti coeficienţi poate fi scrisă fie

 

a_F = b_F / (1 + b_F)                                     (3.56)

 

fie

 

b_F = a_F / (1 - a_F)                                     (3.57)

 

            Relaţiile curent-tensiune pot fi modelate în diferite feluri cu ajutorul componentelor de circuit. Relaţia între curentul de emitor şi tensiunea emitor - bază are aceeaşi formă cu caracteristica I - V a unei diode idealizate cu joncţiunea p-n. Din această cauză, comportarea tranzistorului la bornele emitor - bază poate fi modelată cu o diodă idealizată cu joncţiune având curentul de saturaţie (1 + d) I₁.

 

 

Fig. 3-4

 

            Curentul de colector depinde de V_EB în acelaşi mod, dar este independent de tensiunea colector-bază. Dependenţa exponenţială a curentului de colector de tensiunea emitor - bază şi independenţa sa de tensiunea colector-bază pot fi modelate cu ajutorul unui generator de curent dependent sau controlat. Acest model este o reprezentare completă. Curentul de bază este modelat ca o consecinţă a teoremei lui Kirchhoff pentru curenţi.

 

 

Fig. 3-5

 

            Un generator dependent se deosebeşte de unul independent doar prin faptul că valoarea sa nu este fixată arbitrar, ci este determinată de o anumită variabilă din circuit. Astfel generatorul de curent controlat furnizează la colector un curent care depinde în mod explicit de o tensiune din altă parte a circuitului şi anume de tensiunea la bornele emitor - bază.

            Circuitul echivalent reprezentat exprimă curentul de colector în funcţie de tensiunea emitor - bază, alegere întâmplătoare. Se poate folosi proporţionalitatea dintre curentul de colector şi cel de emitor, exprimată prin a_F pentru a alcătui circuitul echivalent.

 

 

Fig. 3-6

 

Se poate folosi proporţionalitatea dintre curentul de colector şi cel de bază, exprimate prin b_F pentru a construi circuitul echivalent, toate aceste circuite fiind echivalente între ele şi corespunzând relaţiilor algebrice curent-tensiune.

 

 

Fig. 3-7

 

            Dacă un tranzistor lucrează cu semnalul de intrare aplicat la bornele emitor - bază iar ieşirea este considerată între colector şi bază, se spune că funcţionează ,în conexiune cu baza comună. Circuitul echivalent în care curentul de colector este comandat de curentul de emitor arată că în aceste condiţii raportul dintre curentul de ieşire (de colector) şi cel de intrare (de emitor) este chiar a_F.

            Un tranzistor poate fi conectat astfel încât emitorul să fie comun circuitelor de intrare şi de ieşire - conexiunea cu emitorul comun. În conexiunea cu emitorul comun câştigul de curent este chiar b_F.

            Circuitele echivalente de circuit prezentate până acum în acest paragraf exprimă printr-o exponenţială relaţia între curentul de emitor şi tensiunea emitor - bază. Ca şi în cazul diodei cu joncţiune p-n, detaliile acestei dependenţe exponenţiale nu sunt întotdeauna importante. În aceste condiţii pot fi folosite diode liniarizate pe porţiuni pentru a înlocui dioda exponenţială din circuitul echivalent al tranzistorului. Întrucât întreaga teorie dezvoltată până în prezent se aplică numai pentru joncţiunea emitorului polarizată direct (şi cea a colectorului invers) diodele liniarizate pe porţiuni utilizate în aceste modele vor fi numai în starea de deschidere.

            Cel mai simplu circuit echivalent de acest tip pentru tranzistor este cel în care căderea de tensiune pe joncţiunea polarizată direct a emitorului este neglijabilă în întregime.

            Un model mai precis include tensiunea de prag V_D asociată joncţiunii emitor - bază şi o rezistenţă serie r_d.

            Atragem atenţia că circuitul echivalent prezentat în acest paragraf este un model relativ riguros al funcţionării tranzistorului bipolar în regim de curent continuu. Când o analiză mai expeditivă se impune_: aceasta poate fi făcută şi fără a recurge la acest model.

 

 

Fig. 3.8

 

 

 

 

 3.4. MONTAJE CU TRANZISTOARE

 

 

 

            Deşi tranzistorul este un element activ cu trei terminale sau borne (E, B, C), în schemele practice el poate fi privit ca un cuadripol activ la care intrarea şi ieşirea au o bornă comună.

            După cum această bornă este baza, emitorul sau colectorul, există trei moduri fundamentale de a conecta tranzistoarele în montajele practice:

 

 

Fig. 3-9

 

cu baza comună (BC), cu emitorul comun (EC) sau cu colectorul comun (CC).

            În schema cu baza comună, figura 3-9. a semnalul do intrare V₁ se aplică între emitor şi bază, iar rezistenţa de sarcină R_L, de pe care se obţine semnalul de ieşire V₂, se conectează între colector şi bază. Schema cu baza comună asigură o rezistenţă mică de intrare (de ordinul unităţilor de ohmi) şi o rezistenţă mare de ieşire (de ordinul sutelor de kiloohmi). Rezistenţa mică de intrare a etajului cu baza comună constituie un dezavantaj. Astfel, în scheme de amplificare realizate cu mai multe etaje, această rezistenţă poate să aibă o acţiune de şuntare asupra rezistenţei de sarcină a etajului anterior, căruia îi reduce amplificarea. De aceea între etajele realizate după schema cu BC trebuie să se prevadă scheme de adaptare.

            La schema cu emitor comun, figura 3-9.b semnalul de intrare V₁ se aplică între emitor şi bază, iar semnalul de ieşire V₂ se culege de pe rezistenţa de sarcină R_L conectată între emitor şi colector.

            În comparaţie cu schema BC, rezistenţa de intrare a etajului cu EC este mult mai ridicată (sute de ohmi), iar rezistenţa de ieşire este de ordinul zecilor de kiloohmi.

            Amplificatoarele cu mai multe etaje, realizate cu tranzistoare conectate după schema cu EC, nu necesită dispozitive speciale de adaptare între etaje. De asemenea, schema cu EC asigură o amplificare mare (în curent până la 100, putere până la 10000) şi de aceea se utilizează cel mai mult în practică.

            La schema cu colector comun, figura 3-9.c curentul de intrare, ca şi la schema cu EC, îl constituie curentul bazei, iar curentul de ieşire (care trece prin rezistenţa de sarcină) îl constituie curentul emitorului.

            Rezistenţa de intrare a schemei cu CC este foarte mare (de ordinul zecilor şi sutelor de kiloohmi), iar rezistenţa de ieşire, dimpotrivă, este mică (zeci sau sute de ohmi). Schema cu CC se foloseşte mai rar decât cele cu EC şi BC şi serveşte cel mai frecvent, pentru acordarea impedanţelor între etajele amplificatorului sau între amplificatorul de ieşire şi rezistenţa mică a sarcinii.

 

 

 

3.5. CARACTERISTICILE STATICE ALE TRANZISTORULUI BIPOLAR

 

 

Caracteristicile statice exprimă grafic legătura între curenţii prin tranzistor şi tensiunile aplicate între terminale, în regim static. Referindu-ne la simbolul unui tranzistor pnp

 

 

Fig. 3-10

 

observăm că apar trei curenţi (i_E, i_B, i_C) şi trei tensiuni (V_EB, V_CB, V_CE).

            Relaţiile lui Kirchhoff permit să scriem:

 

i_E = i_B + i_C                                            (3.58)

 

v_CE = v_CB + v_EB                                        (3.59)

 

şi observăm că ele limitează numărul mărimilor independente la patru (doi curenţi şi două tensiuni). Între aceste patru mărimi există două relaţii caracteristice pentru tranzistorul considerat. Relaţiile dintre tensiunile şi curenţii unui tranzistor, necesare pentru calculul circuitelor în care este utilizat tranzistorul, se determină pe baza caracteristicilor statice.

            Pentru determinarea tensiunilor şi a curenţilor unui tranzistor sunt necesare două familii de caracteristici statice. Alegerea acestor familii din larga varietate posibilă este dictată de considerente practice.

            Pentru conexiunea în montaj cu BC, caracteristicile principale sunt:

 

caracteristicile de ieşire:

 

i_C = f(v_CB) la i_E = ct                                       (3.60)

 

i_C = f(v_CB) la v_EB = ct                                      (3.61)

şi caracteristicile de intrare:

 

i_E = f(v_EB) la v_CB = ct                                      (3.62)

 

            Pentru conexiunea în montaj EC, frecvent sunt utilizate caracteristicile de ieşire:

 

I_C = f(v_CE) la v_BE = ct                                     (3.63)

i_C = f(v_CE) la i_B = ct                                      (3.64)

şi de intrare:

 

i_B = f(v_BE) la v_CE = ct                                    (3.65)

 

            În continuare analiza acestor caracteristici o vom face pentru un tranzistor pnp.

a)     Caracteristicile de ieşire i_C = f(v_CB) la i_E = ct pentru conexiunea BC.

 

 

Fig. 3-11

 

Caracteristica pentru i_E = 0 corespunde curentului de saturaţie i_C = I_CB0

            Curbele corespunzătoare altor valori I_E sunt în regiunea activă (v_CB < 0) linii drepte, aproape orizontale, astfel încât | i_C| @ |i_E|    independent   de   v_CB (i_C = a_F i_E + I_CB0).

            În planul acestor caracteristici se pot separa trei regiuni, din punctul de vedere al funcţionării tranzistorului:

            - regiunea activă normală: v_CB < 0, i_E > 0, v_EB > 0, care corespunde funcţionării uzuale a tranzistorului cu joncţiunea emitorului polarizată în sens de conducţie şi joncţiunea colectorului polarizată în sens de blocare;

            - regiunea de tăiere: v_CB < 0, v_EB £ 0, i_E £ 0, care corespunde funcţionării tranzistorului cu ambele joncţiuni polarizate în sens invers;

            - regiunea de saturaţie: v_CB > 0, i_E > 0, v_EB > 0, care corespunde funcţionării tranzistorului cu ambele joncţiuni polarizate direct.

            b) caracteristicile de ieşire i_C = f (v_CB) la v_EB = ct pentru conexiunea BC.

 

 

Fig. 3-12

 

            Faţă de cele anterioare, observăm o înclinare diferită a caracteristicilor, ceea ce arată că rezistenţa internă a colectorului este mult mai mică în cazul când intrarea este în scurtcircuit din punct de vedere al regimului variabil, de curent alternativ (v_EB = ct), decât în cazul când intrarea este în gol (i_E = ct).

b)     Caracteristicile de intrare i_E = f (v_EB) la v_CB = ct pentru conexiunea BC.

 

 

Fig. 3-13

 

            Aceste   caracteristici   sunt   neliniare,   reflectând   variaţia   exponenţială a curentului de emitor cu tensiunea emitor-bază.

 

I_E @ I_S exp ( q v_EB / kT )                                  (3.66)

 

Pentru diverse valori ale tensiunii de ieşire v_CB, corespund caracteristici diferite. Se pune astfel în evidenţă o influenţă foarte mică a tensiunii de ieşire asupra celei de întrare.

d) Caracteristicile de ieşire i_C = f (v_CE) la v_BE = ct pentru conexiunea EC.

 

 

Fig. 3-14

 

Ţinând seama de relaţia:

 

v_CE = v_CB + v_BE = v_CB - v_EB                     (3.67)

 

se constată ca aceste caracteristici se pot obţine din caracteristicile i_C = f(v_CE) pentru v_EB = ct de la montajul BC, prin translatarea fiecărei caracteristici cu tensiunea v_BE respectivă, în lungul axei v_CB, care devine astfel axa v_CE.

Deoarece pentru fiecare caracteristică punctul i_C = 0 corespunde unei tensiuni v_CB = v_EB, rezultă că el va corespunde originii axelor întrucât tensiunea v_CE respectivă va fi practic nulă.

Deci, curbele din familia de caracteristici i_C = f(v_CE) pentru v_BE = ct vor avea fiecare în parte aceeaşi formă cu cele corespunzătoare din familia i_C = f(v_CB) la v_EB = ct (montaj BC) şi se vor intersecta toate în origine.

e) Caracteristicile de ieşire i_C = f(v_CE) la i_B = ct în conexiunea EC.

 

 

Fig. 3-15

 

            Acestea sunt global asemănătoare cu cele de la montajul BC, i_C = f(v_CB) la i_E = ct. Ele sunt în regiunea activă normală drepte aproximativ paralele şi aproape uniform distanţate.

            Se observă că pornind de la relaţia:

 

i_C = a_F i_E + I_CB0                                              (3.68)

 

şi ţinând cont de relaţia:

 

i_E =  i_C + I_B                                                   (3.69)

 

putem scrie:

 

i_C = a_F i_C + a_F i_B + I_CB0                                              (3.70)

 

respectiv:

 

i_C = a_F / ( 1 - a_F ) i_B + 1 / ( 1 - a_F ) I_CB0                                              (3.71)

 

            Dacă la montajul BC slaba variaţie a lui a_F cu tensiunile şi curenţii în tranzistor era abia vizibilă, aici ea este bine pusă în evidenţă, datorită factorului 1 / ( 1 - a_F ) care este foarte sensibil la mici variaţii ale lui a_F.

            Caracteristicile i_C = f(v_CE) la i_B = ct sunt aproximativ echidistante, cu excepţia zonei curenţilor mari în care curbele devin din ce în ce mai dese.

            O altă diferenţă o găsim în poziţia regiunii de saturaţie a tranzistorului. Acum această regiune este situată în cadranul I în întregime (v_CE < 0). În planul (i_C, v_CE) frontiera între regiunea activă normală şi regiunea de saturaţie este curba trasată cu linie întreruptă, care uneşte punctele v_CB = 0 de pe fiecare caracteristică. Cu aproximaţie, se poate lua drept linie de demarcaţie între RAN şi regiunea de saturaţie partea comună a caracteristicilor.

            f) Caracteristicile de intrare i_B = f(v_BE) la v_CE = ct în conexiunea EC.

 

 

Fig. 3-16

 

            Aceste caracteristici au o alură similară cu caracteristicile intrare la BC, făcând abstracţie de translatarea spre valori negative datorită lui I_CB0. Creşterea tensiunii colector - emitor aplicate duce la scăderea lui i_B.

            Caracteristicile prezentate sunt suficiente pentru determinarea comportării statice a unui tranzistor în conexiunile uzuale.

            În practică se folosesc uneori şi caracteristicile de transfer:

 

            i_C = f(v_EB) la v_CB = ct   pentru montajul BC, şi

            i_C = f(v_BE)  la v_CE = ct   sau

            i_C = f(i_B)    la v_CE = ct     pentru montajul EC

 

            Acestea se obţin cu uşurinţă din familiile caracteristicilor de ieşire, în conexiunile respective, prezentate anterior. În cataloagele de tranzistoare se dau frecvent toate caracteristicile pe aceeaşi figură. În fiecare cadran se trasează o familie de caracteristici astfel:

 

            Cadranul I - caracteristicile de ieşire                      i_C = f(v_CE) cu i_B ca parametru

           

            Cadranul II - caracteristicile de transfer                  i_C = f(i_B) cu v_CE ca parametru

           

            Cadranul III - caracteristicile de intrare                   I_B = f(v_BE) cu v_CE ca parametru

 

            Cadranul IV - caracteristicile de reacţie                 V_BE = f(v_CE) cu i_B ca parametru

 

 

 

Fig. 3-17

 

 

 

3.6. INFLUENTATEMPERATURII ASUPRA REGIMULUI STATIC AL TRANZISTORULUI

 

 

 

            Caracteristicile statice şi parametrii regimului static se modifică cu temperatura. Cele mai importante efecte ale temperaturii asupra regimului de curent continuu sunt:

 

- variaţia curentului rezidual (de saturaţie) de colector, I_CB0

            - variaţia factorului de amplificare în curent bază-colector, b_F

            - variaţia tensiunii de deschidere, V_D

 

 

Fig. 3-18

 

            În figura 3-18 sunt redate variaţia lui I_CB0 cu temperatura pentru tranzistoare cu Ge şi Si, de mică putere.

            La tranzistoarele cu Ge, în jurul temperaturii ambiante curentul rezidual se dublează pentru o creştere a temperaturii cu 9 -:- 10°C, iar la cele din siliciu, pentru o creştere cu 6 -:- 8°C. De observat că, în domeniul temperaturilor de interes practic, curentul rezidual al tranzistoarelor din siliciu este neglijabil.

            Atât creşterea lui I_CB0, cât şi creşterea lui b_F , vor determina o deplasare în sus a caracteristicilor de ieşire i_C (v_CE) odată cu creşterea temperaturii. La tranzistoarele cu siliciu, translatarea caracteristicilor este cauzată practic de creşterea lui b_F cu temperatura, pe când la cele cu Ge predominant este efectul creşterii curentului rezidual I_CB0.

            Tensiunea pe joncţiunea emitoare v_BE la curent de bază constant, scade în valoare odată cu creşterea temperaturii.

            Ca urmare caracteristicile statice de intrare i_B (v_BE) se deplasează spre axa i_B la creşterea temperaturii. În modelele statice liniarizate, efectul temperaturii asupra caracteristici de intrare este redat printr-o scădere a tensiunii de deschidere v_D cu aproximativ 2mV pe grad Celsius.

            Deci efectul temperaturii asupra regimului static este caracterizat numai de variaţia lui b_F şi v_BE la tranzistoarele cu Si, la cele cu Ge intervenind şi variaţia lui I_CB0, care de multe ori are chiar rolul cel mai important.

 

 

 

3.7. REGIMUL TERMIC AL TRANZISTORULUI

 

 

            În timpul funcţionării dispozitivelor semiconductoare, o parte din puterea electrică se disipă sub formă de căldură. Puterea disipată determină creşterea temperaturii. Datorită dependenţei caracteristicilor electrice de temperatură, la dispozitivele semiconductoare problema puterii disipate este de primă importanţă.

            Disiparea de putere are loc într-o regiune limitată a structurii semiconductoare. În cazul diodelor şi tranzistoarelor, spre exemplu, degajarea căldurii are loc în regiunile de tranziţie ale joncţiunilor, întrucât pe acestea cade întreaga tensiune aplicată din exterior.

            La tranzistor, curenţii care străbat cele două joncţiuni sunt aproape egali, dar tensiunea aplicată pe joncţiunea colectorului, în regim normal de lucru, este mult mai mare decât cea aplicată pe joncţiunea emitorului. De aceea cea mai intensă degajare de căldură are loc în regiunea de tranziţie a joncţiunii colectorului.

            Puterea disipată pe tranzistor se compune, în cazul general, din puterile disipate pe joncţiunile colectorului şi emitorului:

 

p_D = p_DC + p_DE = i_C × v_CB + i_E × v_BE @ i_C × v_CE

 

            Puterea disipată în tranzistor conduce la creşterea temperaturii joncţiunii colectoare – T_j, antrenând, pentru temperaturi care depăşesc 85°C, respectiv 150°C pentru tranzistoarele cu Ge, respectiv Si, fenomene ireversibile (topiri şi recristalizări locale) care degradează structura.

            Pentru ca temperatura joncţiunii să nu depăşească temperatura limită T_jmax trebuie ca puterea reală p_D să nu depăşească puterea disipată maxim admisibilă, p_Dmax - Această putere, pentru un tranzistor dat, se calculează cu ajutorul unei mărimi măsurabile, dependentă de construcţia tranzistorului, numită rezistenţă termică şi notată R_th.

            În cataloagele de tranzistoare se indică rezistenţa termică globală joncţiune-mediu ambiant R_ţhja. Valoarea ei obişnuită la tranzistoarele de mică putere este cuprinsă în intervalul 100 - 500°C/W.

            Puterea maximă pe care o poate disipa tranzistorul este dată de relaţia

 

p_Dmax = ( T_jmax – T_a ) / R_ţhja                                        (3.72)

 

            Uneori în cataloage se dă dependenţa p_Dmax(T_a), din care poate fi calculată rezistenţa termică R_thja, folosind relaţia de mai sus.

            La tranzistoarele de putere, rezistenţa termică joncţiune - corp metalic (suport - capsulă) este R_thjc @ 2°C/W, iar cea între corpul metalic şi mediul ambiant R_thca = 40°C/W. Puterea maximă pe care o poate disipa un tranzistor de Ge, având aceste rezistenţe termice, este de (1-2W), iar in cazul tranzistoarelor de siliciu, (2-5W). Pentru creşterea puterii disipate admise tranzistorului i se ataşează un radiator termic.

            Se pune problema dimensionării radiatorului necesar pentru o anumită putere disipată admisă (p_Dmax) la o temperatură ambiantă (T_a) dată. Din cataloage se cunosc T_jmax, R_thjc R_thca.

            Uneori în loc de R_thjc cataloagele dau puterea disipată pentru un radiator de arie infinită (p_D¥) la o temperatură ambiantă T_a = 25°C:

 

p_D¥ = ( T_jmax - T_a ) / R_thjc                           (3.73)

 

Ca material pentru construcţia radiatoarelor se utilizează Al.

 

 

 

3.8. CONSIDERATII PRIVIND ALEGEREA PUNCTULU! SŢATIC DE FUNCŢIONARE Şl DETERMINAREA SA GRAFICĂ

 

 

Pentru a putea realiza amplificarea unui semnal, folosind tranzistorul bipolar, este necesar ca un circuit exterior să polarizeze tranzistorul în regiunea activă. Alegerea punctului static de funcţionare se face pe baza unor criterii care variază cu funcţia circuitului respectiv.

Pentru buna funcţionare a tranzistorului, trebuie să se delimiteze în planul caracteristicilor de ieşire o regiune în care se admite plasarea punctului static de funcţionare.

 

 

Fig. 3-19

 

Au fost reprezentate caracteristicile de ieşire ale unui tranzistor npn, conexiune EC.

Regiunea admisă este delimitată de trei mărimi: puterea disipată maximă, tensiunea maximă admisă şi curentul maxim admis (mărimi date în cataloage)

Condiţia ca puterea disipată de tranzistor să nu depăşească limita maximă admisă determină o graniţă sub formă de hiperbolă în planul caracteristicilor de ieşire, numită hiperbola de disipaţie.

 

i_C ^. v_CE = p_Dmax       (3.74)

 

Tensiunea colector-emitor nu trebuie să depăşească o valoare maxim admisă, V_CEmax. De obicei, limitarea tensiunii este determinată de multiplicarea în avalanşă a purtătorilor în regiunea de tranziţie a joncţiunilor, care duce la străpungerea tranzistorului (curentul de colector creşte mult, independent de valoarea curentului de bază aplicat).

            Limitarea curentului de colector la o valoare l_Cmax determină o graniţă sub forma unei linii orizontale. Trebuie observat că nu totdeauna limitarea curentului de colector este impusă de pericolul distrugerii tranzistorului, ci foarte frecvent apare ca o limită peste care tranzistorul nu mai satisface ca performanţe (b_F scade foarte mult).

            In domeniul tensiunilor mici, regiunea admisă de lucru este mărginită de graniţa dintre regiunea activă şi regiunea de saturaţie, iar în domeniul curenţilor mici, de graniţa între regiunea activă şi cea de tăiere.

            Pentru fiecare caz concret, se poate alege un punct optim de funcţionare în regiunea permisă. Circuitul de polarizare trebuie să asigure funcţionarea tranzistorului în punctul ales.

            Pentru un tranzistor dat, definit prin caracteristicile sale într-o conexiune dată sunt suficiente două mărimi pentru fixarea punctului static de funcţionare:

 

            - tensiuni ieşire, curent ieşire (V_CB, l_C) sau (V_CE, i_C)

            - tensiuni ieşire, tensiuni intrare (V_CB, V_EB) sau (V_CE, V_BE).

 

 

 

3.9. CIRCUITE DE POLARIZARE CU DOUĂ SURSE ALIMENTARE

 

 

 

Fig. 3-20

 

            Acest mod de polarizare apare ca o consecinţă normală a modului de funcţionare a tranzistorului bipolar.

            Pentru schema BC, să scriem expresia curentului de colector şi a tensiunii colector-bază (mărimi ce caracterizează punctul static de funcţionare) în funcţie de elementele E_E, E_C ,R_E, R_L ale schemei, şi de parametrii a_F, I_CB0, V_EB ai tranzistorului. Se va presupune că tranzistorul lucrează în regiunea activă normală a caracteristicilor şi se va găsi condiţia pe care trebuie să o îndeplinească elementele montajului pentru ca această presupunere să fie adevărată.

            În regiunea activă normală

 

I_C = a_F I_E + I_CB0                                                        (3.75)

 

unde i_E rezultă din scrierea teoremei a II-a a lui Kirchhoff pe ochiul emitorului, iar V_CB din ecuaţia teoremei pe ochiul colectorului. Rezultă:

 

I_E = ( E_E – V_EB ) / R_E                                     (3.76)

 

şi deci:

 

I_C = a_F [ ( E_E – V_EB ) / R_E ] + I_CB0                                          (3.77)

 

            În ochiul de la ieşire:

           

E_C = V_BC + R_L I_C                                        (3.78)

 

şi deci:

 

V_CB = - E_C + I_C R_L = - E_C + a_F ( R_L / R_E ) ( E_E – V_EB )              (3.79)

 

sau încă

 

V_CB = - E_C + a_F ( R_L / R_E ) ( E_E – V_EB ) + R_L I_CB0         (3.79)

 

            Pentru menţinerea punctului static de funcţionare în regiunea activă normală, trebuie îndeplinită condiţia: V_CB < 0 şi deci:

 

E_C / E_E > a_F ( R_L / R_E ) ( 1 – V_EB / E_E) + R_L I_CB0 / E_E         (3.80)

 

Cu suficientă precizie putem considera  condiţia îndeplinită dacă:

 

E_C / E_E > a_F ( R_L / R_E )                                  (3.81)

 

Analog se va proceda şi pentru schema EC.

 

 

 

3.10. CIRCUIT DE POLARIZARE SIMPLU PENTRU CONEXIUNEA EC

 

 

            În etajele de amplificare, fixarea punctului static sau mediu de funcţionare se realizează obişnuit, cu ajutorul circuitelor ce conţin o singură sursă de alimentare. Metoda cea mai evidentă pentru  polarizarea unui amplificator cu emitor comun cu siliciu este de a folosi un rezistor de polarizare R_B, care să furnizeze curentul continuu necesar la baza tranzistorului. Semnalul poate fi atunci aplicat la borna de intrare printr-un condensator de cuplaj adecvat.

 

 

Fig. 3-21

 

            Pentru a determina relaţiile de proiectare corespunzătoare, vom înlocui tranzistorul funcţionând în regiunea activă, prin circuitul echivalent pentru variaţii totale figura 3-21. b.

            Dependenţa de temperatură la tranzistoarele cu siliciu se manifestă prin doi parametri: b_F şi V_D. Ecuaţia de proiectare poate fi găsită scriind ecuaţia tensiunilor pe bucla de intrare, şi reamintindu-ne că atât l_B cât şi b_FI_B rec prin rezistenţa r_d:

 

E_C – V_D = I_B [ R_B + ( b_F + 1 ) r_D ]                       (3.82)

 

            Folosind relaţia:

 

I_C = b_F × I_B                                                          (3.83)

 

ecuaţia anterioară poate fi scrisă în două forme utile. Pentru analiza circuitelor de polarizare, trebuie de cunoscut l_C în funcţie de b_F:

 

I_C = b_F (E_C - V_D) / [R_B + (b_F + 1) r_d]                    (3.84)

 

            Pentru proiectarea reţelelor de polarizare trebuie găsită valoarea lui R_B, necesară pentru a obţine un anumit curent de colector:

 

R_B = b_F (E_C - V_D) / I_C - (b_F + 1) r_d                  (3.85)

 

            Expresia lui R_B scoate în evidenţă un inconvenient serios al acestui circuit de polarizare; lasă foarte puţină libertate în proiectare pentru a îmbunătăţi performanţele. Valorile lui E_C, l_C şi R_L sunt, de obicei determinate pe baza proprietăţilor de semnal mic dorite pentru amplificator: amplificare, amplitudine la ieşire, lărgimea de bandă s.a.m.d. Dacă acestea sunt de fapt impuse, atunci valoarea lui R_B este determinată, şi nu mai există posibilitatea de a ajusta parametrii reţelei de polarizare pentru a îmbunătăţi stabilitatea polarizării.

 

 

Fig. 3-22

 

            Au fost reprezentate caracteristicile statice ale tranzistorului, de intrare în figura 3-22.a, cele de ieşire în figura 3-21 .b.

            Determinarea punctului static de funcţionare poate fi făcută pe baza ecuaţiei de tensiuni pentru ochiuri

 

E_C = R_B I_B + V_BE @ R_B I_B                                 (3.86)

 

E_C = R_L I_C + V_CE                                         (3.87)

 

şi a caracteristicilor statice ale tranzistorului.

            Curentul de bază este practic determinat de E_C şi R_B, iar curentul de colector va fi de aproximativ b_F ori mai mare:

 

I_B @ E_C / R_B  şi                                             (3.88)

 

I_C @ b_F × E_C / R_B                                                         (3.89)

 

Aceste ecuaţii pot fi şi soluţionate grafic.

            Ecuaţia (3.86) reprezintă o dreaptă de pantă - 1 / R_B în planul caracteristicilor de întrare. Intersecţia acestei drepte cu caracteristica de intrare pentru v_CE = V_CE furnizează punctul static de funcţionare M în acest plan. Deoarece V_CE este deocamdată necunoscut şi având în vedere influenţa sa redusă asupra caracteristicilor de intrare, se poate lua o caracteristică medie (V_CE = E_C / 2). De altfel, dreapta (1) este aproape orizontală şi nu se comite o eroare semnificativă făcând această aproximaţie.

            În planul caracteristicilor de ieşire, ecuaţia (3.87) reprezintă o dreaptă de pantă - 1 / R_L, numită dreapta statică de sarcină. Intersecţia acestei drepte cu caracteristica de ieşire corespunzătoare curentului de bază determinat anterior reprezintă punctul static de funcţionare M în planul caracteristicilor de ieşire.

            Din grafice rezultă şi celelalte mărimi: V_BE, V_CE.

            Variaţia temperaturii influenţează regimul de curent continuu al tranzistorului, modificând în consecinţă punctul static de funcţionare.

            Dacă temperatura creşte, punctul static de funcţionare se deplasează spre regiunea de saturaţie, iar dacă temperatura scade - spre regiunea de tăiere (în planul caracteristicilor de ieşire).

            Din mai multe motive (distorsionarea semnalelor amplificate, ambalarea termică a tranzistorului, etc) se impune localizarea cu precizie a punctului static de funcţionare.

            Deci, circuitul de polarizare va trebui nu numai să asigure funcţionarea tranzistorului într-un punct static precizat, ci şi menţinerea acestui punct când temperatura se modifică.

            Circuitele de polarizare prezentate nu asigură stabilitatea punctului de funcţionare la variaţii ale temperaturii.

            Procedeele de stabilizare termică pot fi împărţite în două categorii:

            - procedee liniare, care utilizează în circuitul de polarizare elemente liniare, (rezistoare);

            - procedee neliniare sau de compensare, care compensează variaţia parametrilor tranzistorului cu temperatura, folosind elemente cu caracteristici dependente de temperatura (termistoare, diode).

            Primele realizează stabilizarea atât la variaţia temperaturii, cât şi la dispersia de fabricaţie a caracteristicilor tranzistoarelor.

            Procedeele neliniare nu realizează stabilizarea în raport cu dispersia de fabricaţie a caracteristicilor tranzistoarelor, şi în plus cer o reglare minuţioasă.

 

 

 

3.11. CIRCUIT DE POLARIZARE PRACTIC PENTRU CONEXIUNEA EC

 

 

            Două modificări simple în reţeaua de polarizare îmbunătăţesc mult stabilitatea punctului de funcţionare al circuitului. Aceste modificări includ adăugarea unui rezistor extern de emitor R_E şi folosirea unui divizor de tensiune rezistiv, R₁ şi R₂ pentru a furniza curentul continuu de polarizare a bazei. În circuitul echivalent acest divizor de tensiune este înlocuit prin echivalentul său Thevenin, o tensiune în gol:

 

E_B = E_C R₂ / (R₁ + R₂)                                  (3.90)

 

şi o rezistenţă Thevenin

 

R_B = R₁ || R₂                                         (3.91)

 

 

Fig. 3-23

 

            Condensatorul C_E, de decuplare a emitorului, este necesar pentru a asigura o impedanţă mică de la emitor spre masă la frecvenţele de semnal. Deoarece C_E apare ca un circuit deschis pentru curentul continuu de polarizare, el nu intervine în discuţia de faţă.

            Comparând cu tipul de polarizare prezentat anterior, sunt scoase în evidenţa diferenţele esenţiale între cele două circuite. Rezultă însă că aceste circuite şunt topologic identice. Prin urmare ecuaţiile de polarizare pot fi scrise direct, prin analogie:

 

I_C = b_F (E_B - V_D) / [R_B + (b_F + 1) (r_d + R_E)]                    (3.92)

 

R_B = b_F (E_B - V_D) / I_C - (b_F + 1) (r_d + R_E)                  (3.93)

 

            Se constată o creştere a libertăţii în proiectare. Apar acum trei parametri independenţi: E_B, R_B şi E_E, care pot fi ajustaţi pentru a stabili curentul de funcţionare l_C. Această mare libertate face ca ultima ecuaţie să devină inutilă drept ecuaţie de proiectare.

            Liniile mari ale proiectării rezultă clar din penultima ecuaţie. Dacă luăm R_E destul de mare, astfel încât termenul (b_F + 1) R_E să domine numitorul, atunci termenul imprevizibil b_F dispare practic din ecuaţie. De asemenea, dacă luăm E_B de valoare mare (are o valoare limită, care este evident E_C), efectele variaţiei lui V_D cu temperatura sunt reduse la minimum.

            Din nefericire, valorile lui R_B şi R_E influenţează şi performanţele de semnal mic ale circuitului. Rezistenţa R_B apare în paralel cu intrarea tranzistorului şi prin urmare acţionează ca un şunt nedorit pentru curenţi de semnal care se aplică la intrare. Rezistenţa R_E reduce amplitudinea maximă de ieşire, prin faptul că reduce tensiunea continuă efectivă de alimentare: tensiunea continuă disponibilă pentru circuitul de colector al amplificatorului este numai E_C – I_E × R_E. Evident, condiţia de a reduce aceste două efecte asupra performanţelor de semnal mic vine în contradicţie cu condiţia precedentă, bazată numai pe stabilitatea polarizării.

            Practic, fiind dat punctul de funcţionare dorit, se alege o valoare a lui R_E care să dea o cădere de tensiune I_E R_E de cca. 3 sau 4 V. Aceasta va asigura o valoare destul de mare pentru E_B, astfel încât variaţiile termenului V_D să fie reprimate in mod satisfăcător. Pe de altă parte aceasta va permite o amplitudine rezonabilă a semnalului de ieşire pentru valori rezonabile ale tensiunii de alimentare E_C.

            Se adoptă R_B aproximativ de 10 ori mai mare decât R_E. Pentru tranzistoare cu b_F = 100, această alegere reprimă variaţiile lui b_F cu un factor de aproximativ 10 ori faţă de proiectarea lui R_E egal cu zero, dar permite totuşi lui R_B să fie suficient pentru a evita şuntarea excesivă spre masă a curentului de semnal la intrare. În continuare se calculează E_B însumând căderile de tensiune în jurul buclei de intrare:

 

E_B = I_B [R_B - (b_F + 1) (r_d + R_E)] + V_D                 (3.94)

 

            Ecuaţia poate fi rezolvată pentru a găsi şi valoarea lui E_B, prin înlocuirea valorilor adecvate ale lui I_B şi V_D în punctul de funcţionare, la T=25°C. Aceste valori pot fi citite direct de pe caracteristicile tranzistorului, dacă avem la dispoziţie un set complet. Altfel, ele pot fi aproximate observând că V_D = 0,6V (siliciu) şi I_B = I_C / b_F.

            Ultimul pas este de a transforma R_B şi E_B în reţeaua echivalentă de la intrare. Pentru a găsi pe R₁ şi R₂, rezolvăm ecuaţiile (3.90) şi (3.91) şi obţinem:

R₁ = R_B × E_C / E_B                                            (3.95)

 

R₂ = R₁ R_B / ( R₁ - R_B )                                        (3.96)

 

 

 

3.12. PROIECTAREA ELEMENTELOR REŢELEI DE POLARIZARE

 

            Se pune problema cum trebuie alese elementele schemei atunci când aceasta lucrează într-o plajă largă de temperaturi cuprinsă între valoarea minimă T₁ şi valoarea maximă T₂. În cazul proiectării reţelei de polarizare pentru un tranzistor fabricat din Si, curentul I_CB0 se va neglija, dar se va ţine seama de variaţia cu temperatura a lui b_F şi a lui V_BE(V₀).

            Pentru curentul de colector l_C am dedus expresia:

 

I_C = b_F (E_B - V_D) / [R_B + (b_F + 1) (r_d + R_E)]                    (3.97)

 

în care putem înlocui b_F + 1 cu b_F şi deoarece R_E >> r_d expresia devine

 

I_C = b_F (E_B - V_D) / [R_B + b_F × R_E]                    (3.98)

 

            Elementele pe care dorim să le determinăm sunt rezistenţele R_E şi R_B precum şi tensiunea E_B. Având în vedere modul în care l_C, şi V_B variază cu temperatura obţinem relaţiile:

 

I_Cm [R_B / b_F (T₁) + R_E] = E_B – V_D (T₁)   ;      I_Cm = I_C ( T₁ )     (3.99)

 

I_CM [R_B / b_F (T₂) + R_E] = E_B – V_D (T₂)   ;      I_CM = I_C ( T₂ )    (3.100)

 

            Eliminând E_B din aceste două relaţii vom  obţine pentru R_B relaţia  de proiectare:

 

                  (3.101)

 

            Pentru R_B avem soluţie doar dacă numărătorul fracţiei din relaţie este pozitiv:

 

V_D (T₂) – V_D (T₁) + ( I_CM - I_Cm ) R_E > 0                (3.102)

 

            Se observă din relaţia de mai sus că pentru rezistenţa R_E există o valoare critică:

 

R_E >R_Ecritic = [ V_D(T₁) – V_D(T₂) ] / (I_CM - I_Cm)            (3.103)

 

            Alegând o rezistenţă R_E care să satisfacă condiţia (3.103) determinăm R_B după care deducerea elementelor din reţeaua de polarizare decurge conform relaţiilor deduse în paragraful precedent.

 

 

 

3.13. PROIECTAREA POLARIZÂRII PENTRU TRANZISTOARE CU GERMANIU

 

 

            Au fost prezentate câteva metode pentru proiectarea reţelelor de polarizare pentru tranzistoarele cu siliciu.

            Problema proiectării polarizării pentru tranzistoarele cu germaniu, deşi în principiu aceeaşi ca pentru siliciu, este în fapt ceva mai complicată, deoarece I_CB0 devine un element foarte dependent de temperatură. Dependenţa de temperatură a lui I_CB0 este exponenţială, în contrast cu dependenţa aproximativ liniară a lui b_F şi V_D astfel încât variaţia lui l_CB0 este adesea problema dominantă la tranzistoarele cu germaniu.

 

 

Fig. 3-24

 

            Circuitul echivalent pentru variaţii totale în regiunea activă, pentru un tranzistor pnp cu germaniu este dat în figura 3-24.

            Problema lui I_CB0 poate fi uşor luată în considerare observând că în circuitul echivalent, curentul de colector este:

 

I_C = b_FI_B + (b_F + 1) I_CB0                                 (3.104)

 

            Dacă folosim o reţea simplă de polarizare, în care curentul de bază este menţinut aproape constant, ecuaţia (3.104) indică creşterea exponenţială a lui l_CB0 cu temperatura, care produce o schimbare corespunzătoare a iui l_C, accentuată de creşterea lui b_F. Pentru un tranzistor cu germaniu tipic, I_CB0 va fi de ordinul a 1 mA la 25°C, şi 60 mA la 85°C, astfel încât termenul (b_F + 1) l_CB0 în ecuaţia (3.104) va deveni sigur o parte semnificativă, dacă nu chiar dominantă, a curentului de colector în această gamă de temperatură. Rezultă că orice circuit de polarizare pentru tranzistoarele cu germaniu, care menţine curentul de bază constant, va avea o stabilitate a polarizării intolerabil de proastă.

            Din această cauză, vom recurge direct la un circuit de polarizare de genul celui ilustrat în figura 3-25.

 

 

Fig. 3-25

 

            Această configuraţie, datorită prezenţei lui R_E, menţine constant curentul de bază. Pentru a găsi pe l_C, trebuie ridicat circuitul echivalent pentru variaţii totale numai în regiunea activă ilustrat în figura 3-26.

            Ecuaţia tensiunilor pe bucla de intrare ne furnizează:

 

E_B = I_B [R_B + (b_F + 1) R_E] – R_E (b_F + 1) I_CB0 + V_D                (3.105)

 

S-a presupus că R_E este mult mai mare decât r_d.

Din această ultimă ecuaţie obţinem:

 

I_B = [E_B - V_D + R_E (b_F + 1) I_CB0] / R_B + (b_F + 1) R_E                 (3.106)

 

Ţinând cont de relaţia (3.104) după aducerea la acelaşi numitor rezultă:

 

I_C = b_F(E_B - V_D) - (b_F + 1) I_CB0 (R_B + R_E) / [R_B + (b_F + 1) R_E]                    (3.107)

 

 

Fig.3-26

           

            Se observă că proiectarea practică discutată pentru tranzistoarele cu siliciu, dă rezultate satisfăcătoare şi pentru tranzistoarele cu germaniu.

 

 

 

 

3.14. PROCEDEE NELINIARE DE STABILIZARE A PUNCTULUI STATIC

 

 

            a) Efectul creşterii curentului rezidual de colector I_CB0 cu temperatura poate fi compensat cu o diodă polarizată invers, conectată între bază şi masă figura 3-27.

            Rolul acestei diode poate fi înţeles observând că, în conexiunea EC, curentul invers  al  joncţiunii   colectorului   (l_CE0)  se  închide   la   sursă   prin  joncţiunea emitorului, întrucât rezistenţa prezentată de aceasta este mult mai mică decât rezistenţa R_B din circuitul bazei.

            Din această cauză, I_CB0 este amplificat ajungând să dea un curent de colector mare; spre exemplu, cu baza în gol (R_B = ¥), I_C = I_CE0 = (b_F+1) I_CB0 Curentul invers al diodei determină, de asemenea, o variaţie prin joncţiunea emitorului, dar aceasta are sens invers faţă de cea determinată de I_CB0

 

 

Fig. 3-27

 

            Dacă se alege dioda astfel încât să aibă curentul invers egal cu I_CB0, si în plus aceeaşi variaţie cu temperatura, atunci efectul lui I_CB0 va fi compensat. l_CB0 se închide prin diodă şi nu mai este amplificat de tranzistor.

            Rezistenţa R_E din emitor are rolul de a stabiliza variaţia lui b_F cu temperaturi şi de a ridica potenţialul bazei pentru ca dioda de compensare să fie polarizată invers.

 

c)      O compensare termică mai generală, incluzând toate cauzele de instabilitate la variaţia temperaturii, se poate realiza introducând un termistor în divizorul care polarizează baza (vezi figura 3-28).

 

 

Fig. 3-28

           

            Termistoarele sunt dispozitive a căror rezistenţă scade la creşterea temperaturii. Ele sunt realizate din oxizi semiconductori (MgO, BaO, NiO etc).

            La creşterea temperaturii, scăzând rezistenţa termistorului, scade tensiunea aplicată bazei şi în felul acesta poate fi compensată creşterea curentului de colector determinată de variaţia parametrilor tranzistorului cu temperatura. Rezistenţa din emitor R_E are o valoare mult mai mică decât în cazul circuitului stabilizat numai prin reacţie serie. Ea asigură numai stabilizarea la dispersia tehnologică  a  parametrilor tranzistorului  şi  ridică  potenţialul  bazei pentru a putea utiliza un termistor cu rezistenţa mult mai mare decât rezistenţa de intrare a tranzistorului.

 

Back                                                       Cuprins                                                 Forward